Advanced Variable Step Size Incremental Conductance–Integral Backstepping Control (AVIC-IBC), şebekeye bağlı bir fotovoltaik sistemde maksimum güç noktasını izlemek için AVIC algoritmasının ürettiği referans PV gerilimini, Integral Backstepping Control ile DC-DC yükseltici dönüştürücünün kontrol yasasına dönüştüren hibrit bir maksimum güç noktası izleme (Maximum Power Point Tracking, MPPT) yaklaşımıdır. Çalışmada yöntem, 123 kW nominal güce sahip iki kademeli bir şebekeye bağlı fotovoltaik sistem (Grid-Tied Photovoltaic System, GTPVS) üzerinde incelenmiştir. İlk kademe DC-DC step-up/boost dönüştürücü, ikinci kademe ise üç fazlı şebeke bağlantılı inverterdir.

AVIC bölümü, PV güç-gerilim karakteristiğinin anlık eğiminden yararlanarak referans gerilim adımının büyüklüğünü çalışma noktasının maksimum güç noktasına uzaklığına göre değiştirir. Çalışma noktası maksimum güç noktasından uzaktayken daha büyük adım kullanılarak yakınsama hızlandırılır; maksimum güç noktasına yaklaşıldığında adım küçültülerek kararlı durum salınımlarının azaltılması amaçlanır. IBC bölümü ise PV geriliminin AVIC tarafından oluşturulan referans gerilimi izlemesini sağlamak için hata değişkenleri, integral terim ve Lyapunov tabanlı kararlılık koşullarından hareketle boost dönüştürücünün kontrol değişkeni \(\alpha\)'yı üretir.

Yöntem MATLAB/Simulink 2020b ortamında klasik Incremental Conductance (INC), Perturb and Observe (P&O) ve Backstepping Control (BC) yöntemleriyle karşılaştırılmıştır. Dört ana test grubu; hızlı ışınım değişimleri, Fas'ın El Jadida kentinde gerçek sensörle ölçülen günlük ışınım profili, değişken ışınım ve sıcaklıkla birlikte 250 ms'lik şebeke arızası ve üç bölgeli kısmi gölgelenme koşullarından oluşmaktadır. Kaynak, önerilen AVIC-IBC için ortalama MPPT izleme performansını %99,57, karakteristik takip süresini yaklaşık 0,02 s ve ortalama güç kaybını yaklaşık %1,88 olarak raporlamaktadır. Gerçek ışınım profili altında inverter akımının toplam harmonik bozulması (Total Harmonic Distortion, THD) %0,69 olarak verilmiştir.

Denetleyici ayrıca eZdsp TMS320F28335 platformunda Processor-in-the-Loop (PIL) yöntemiyle çalıştırılmıştır. İşlemci 150 MHz'de çalışmış, denetim örnekleme süresi 10 µs olarak belirlenmiş ve kaynak, her kontrol çevriminin hesaplama süresinin bu örnekleme süresinin altında kaldığını bildirmiştir. Bununla birlikte PIL doğrulaması, denetleyici kodunun gerçek işlemcide zaman kısıtları altında çalışabildiğini gösterir; tam fiziksel PV dizisi, güç dönüştürücüsü ve şebeke üzerinde gerçekleştirilmiş bütünleşik bir donanım deneyi değildir. Yazarlar da sonuç bölümünde gerçek test tezgâhında tam donanım doğrulamasının gelecekte yapılması gerektiğini açıkça belirtmektedir.

Şebekeye bağlı PV sistemlerinde MPPT neden zorlaşır?

Bir fotovoltaik dizinin maksimum güç noktası sabit değildir. Güneş ışınımı, hücre sıcaklığı ve özellikle kısmi gölgelenme koşulları değiştikçe PV dizisinin akım-gerilim ve güç-gerilim karakteristikleri de değişir. Bu nedenle MPPT denetleyicisinin yalnız uygun çalışma noktasını bulması değil, çevresel koşullar hızla değişirken yeni maksimum güç noktasına yeterince hızlı taşınması ve ulaştıktan sonra bu noktanın çevresinde büyük salınımlar oluşturmaması gerekir.

Kaynakta geleneksel Perturb and Observe (P&O) yönteminin uygulanmasının basit olduğu, ancak özellikle değişken koşullarda maksimum güç noktası çevresinde salınım üretebildiği belirtilmektedir. Incremental Conductance (INC) yaklaşımı P&O'nun bazı sınırlamalarını azaltmakla birlikte sabit adım büyüklüğünde yakınsama hızı ile kararlı durum hassasiyeti arasında bir ödünleşim ortaya çıkabilir. Adım küçük seçildiğinde yeni maksimum güç noktasına ulaşmak yavaşlar; büyük seçildiğinde salınımlar artabilir.

Çalışma ayrıca GWO, EAGPSO, GA, SSA, STO, HHO ve diğer popülasyon tabanlı optimizasyon yöntemlerinin kısmi gölgelenme altında küresel arama yeteneğini geliştirebildiğini, ancak iteratif yapılarının işlem süresi ve bellek gereksinimini artırabileceğini tartışmaktadır. ANN, CNN ve bulanık mantık tabanlı yöntemler de güçlü uyarlanabilirlik sağlayabilir; buna karşılık eğitim verisi, bellek ve hesaplama kaynağı gereksinimleri gömülü sistem uygulamalarında önemli hale gelebilir. Backstepping Control ise doğrusal olmayan sistemler için sağlam bir kontrol çerçevesi sunmasına rağmen kaynak, klasik yapının kalıcı durum hataları veya yakınsama sorunları gösterebileceğini belirtmektedir.

AVIC-IBC Hibrit MPPT Yaklaşımı Ne Yapar?

AVIC-IBC yaklaşımında AVIC, PV dizisinin ölçülen gerilim ve akımından maksimum güç noktasına karşılık gelen \(V_{ref}\) referans gerilimini üretir; IBC ise gerçek \(V_{pv}\) gerilimini bu referansa yaklaştırmak için boost dönüştürücünün \(\alpha\) kontrol yasasını hesaplar. Böylece maksimum güç noktasının aranması ile güç dönüştürücüsünün doğrusal olmayan dinamik kontrolü tek denetim zincirinde birleştirilir.

Sistemin fiziksel ve kontrol mimarisi

PV ve boost dönüştürücü dinamik modeli

Kaynak, DC-DC yükseltici dönüştürücü tarafını aşağıdaki durum denklemleriyle tanımlamaktadır:

\[ \frac{dV_{pv}}{dt}=\frac{1}{C_1}(i_{pv}-i_L) \]

\[ \frac{di_L}{dt}=\frac{1}{L}\left(V_{pv}-(1-\alpha)V_{dc}\right) \]

\[ \frac{dV_{dc}}{dt}=(1-\alpha)\frac{i_L}{C_1}-\frac{i_g}{C_1} \qquad \text{(Denklem 1)} \]

İlk ifade, PV tarafındaki kapasitör geriliminin PV dizisinden gelen \(i_{pv}\) akımı ile yükseltici dönüştürücünün endüktör akımı \(i_L\) arasındaki fark tarafından belirlendiğini ifade eder. İkinci ifade endüktör akımının \(V_{pv}\), DC bara gerilimi \(V_{dc}\), endüktans \(L\) ve kontrol değişkeni \(\alpha\) ile nasıl değiştiğini gösterir. \(\alpha\) boyutsuz bir kontrol/duty değişkenidir ve IBC'nin nihai çıktısıdır.

Kaynak Denklem (1)'in üçüncü satırında \(dV_{dc}/dt\) için \(C_1\) kullanmaktadır. Aynı çalışma \(C_1\)'i giriş, \(C_2\)'yi çıkış kapasitörü olarak tanımlamakta ve aşağıdaki şebeke tarafı modelinde \(V_{dc}\) türevi için \(C_2\) kullanmaktadır. Verianla metni kaynakta bulunan bu notasyon farklılığını sessizce değiştirmemektedir.

DC-AC inverter ve şebeke tarafı modeli

Kaynak, dönen \(dq\) koordinat sistemindeki şebeke tarafı dinamiklerini şu biçimde vermektedir:

\[ \frac{di_{dg}}{dt} =-\beta_1 i_{dg} +\beta_2 i_{qg} +\beta_3(V_{di}-V_{dg}) \]

\[ \frac{di_{qg}}{dt} =-\beta_1 i_{qg} -\beta_2 i_{dg} +\beta_3V_{qi} \]

\[ \frac{dV_{dc}}{dt} =\frac{2}{C_2}\left(-\frac{3}{2}V_{dg}i_{dg}+P_{out}\right) \qquad \text{(Denklem 2)} \]

Burada \(\beta_1=R_f/L_f\), \(\beta_2=\omega\) ve \(\beta_3=1/L_f\) olarak tanımlanmıştır. \(R_f\) filtre direncini, \(L_f\) filtre endüktansını, \(\omega\) elektriksel açısal frekansı, \(i_{dg}\) ve \(i_{qg}\) şebeke akımının \(dq\) eksen bileşenlerini temsil eder. \(P_{out}\) yükseltici dönüştürücünün çıkış gücüdür.

Bu denklemlerin bilimsel rolü, denetleyicinin yönettiği fiziksel sistemin zamana bağlı durum değişkenlerini belirlemektir. AVIC yalnız maksimum güç referansını üretirken IBC'nin kontrol yasası doğrudan bu doğrusal olmayan dönüştürücü dinamiği üzerine kurulmaktadır.

AVIC değişken adım mekanizması

AVIC, klasik Incremental Conductance yaklaşımının sabit adım sorununu azaltmak için adım büyüklüğünü güç-gerilim eğrisinin anlık eğimine bağlamaktadır. Kaynakta verilen ifade şöyledir:

\[ \Delta V(k)=k\left|\frac{\Delta P(k)}{\Delta V(k)}\right| \qquad \text{(Denklem 3)} \]

Formül neyi hesaplıyor? Denklem, PV çalışma geriliminde yapılacak değişimin büyüklüğünü belirlemek için güç-gerilim eğiminin mutlak değerini kullanmaktadır.

Değişkenler: \(\Delta P(k)\), ardışık örnekler arasındaki PV güç değişimini; \(\Delta V(k)\), gerilim değişimini; \(k\) ise kaynakta pozitif bir kazanç olarak tanımlanan katsayıyı temsil eder.

Matematiksel rol: \(|\Delta P/\Delta V|\) güç-gerilim eğrisinin büyüklüğünü temsil eder. MPP'den uzakta eğim büyüdüğünde adımın büyümesi, MPP çevresinde eğim sıfıra yaklaştığında adımın küçülmesi amaçlanır.

Fiziksel anlam: Büyük gerilim adımı arama hızını artırır; küçük gerilim adımı ise maksimum güç noktası çevresindeki kararlı durum salınımlarını azaltmayı hedefler.

Yorum sınırı: Kaynak aynı \(\Delta V(k)\) sembolünü eşitliğin solunda adım büyüklüğü ve kesrin paydasında gerilim farkı bağlamında kullanmaktadır. Bu notasyon burada kaynakla uyumlu biçimde korunmuştur.

Integral Backstepping: birinci izleme hatası

IBC tasarımı PV gerilimi ile AVIC referans gerilimi arasındaki hata ile başlar:

\[ \delta_1=V_{pv}-V_{ref} \qquad \text{(Denklem 4)} \]

Denetim hedefi \(\delta_1\)'i sıfıra yaklaştırmaktır. Hatanın türevi, PV tarafı dinamiği yerine konulduğunda:

\[ \dot{\delta}_1 =\dot{V}_{pv}-\dot{V}_{ref} =\frac{1}{C_1}(i_{pv}-i_L)-\dot{V}_{ref} \qquad \text{(Denklem 5)} \]

Kaynak daha sonra kalıcı hatayı bastırmak için integral eylem ekler:

\[ \eta=\int_0^t\delta_1\,dt =\int_0^t(V_{pv}-V_{ref})\,dt \qquad \text{(Denklem 6)} \]

\[ \dot{\eta}=\delta_1 \qquad \text{(Denklem 7)} \]

\(\eta\), gerilim izleme hatasının zaman içinde biriken değeridir. Hata kısa süreli olarak pozitif ve negatif değerler arasında gidip gelmek yerine sistematik biçimde bir yönde kalırsa integral terim bu kalıcı sapmayı biriktirir ve kontrol yasasında etkili hale getirir.

Birinci Lyapunov fonksiyonu

Kaynak ilk kararlılık adımında aşağıdaki Lyapunov adayını kullanmaktadır:

\[ f_1=\frac{1}{2}\delta_1^2+\frac{\lambda}{2}\eta^2 \qquad \text{(Denklem 8)} \]

\[ \dot{f}_1=\delta_1\dot{\delta}_1+\lambda\eta\dot{\eta} \qquad \text{(Denklem 9)} \]

Denklem (5) ve Denklem (7) yerine konulduğunda:

\[ \dot{f}_1= \delta_1\left[ \frac{1}{C_1}(i_{pv}-i_L)-\dot{V}_{ref} \right] +\lambda\eta(V_{pv}-V_{ref}) \qquad \text{(Denklem 10)} \]

Lyapunov yaklaşımındaki temel fikir, \(f_1\)'in pozitif bir enerji-benzeri hata ölçüsü olması ve sistem yörüngesi boyunca türevinin negatif yönde tutulmasıdır. Kaynak bu amaçla:

\[ -\lambda_1\delta_1= \frac{1}{C_1}(i_{pv}-i_L) -\dot{V}_{ref} +\lambda\eta \qquad \text{(Denklem 11)} \]

koşulunu tanımlar. Burada \(\lambda\) ve \(\lambda_1\) pozitif kontrol kazançlarıdır.

Sanal endüktör akım referansı

Denklem (11)'den endüktör akımı için:

\[ i_L=C_1\left( \lambda_1\delta_1+ \frac{i_{pv}}{C_1} -\dot{V}_{ref} +\lambda\eta \right) \qquad \text{(Denklem 12)} \]

ifadesi elde edilir. Kaynak bu yapıyı doğrudan gerçek akım yerine bir sanal referans olarak tanımlar:

\[ i_{Lref}=C_1\left( \lambda_1\delta_1+ \frac{i_{pv}}{C_1} -\dot{V}_{ref} +\lambda\eta \right) \qquad \text{(Denklem 13)} \]

Backstepping yaklaşımında bu adım önemlidir: birinci kontrol katmanında amaç doğrudan \(\alpha\)'yı hesaplamak yerine, PV gerilimini istenen noktaya taşıyabilecek ideal/sanal endüktör akımı belirlemektir.

İkinci hata değişkeni

Gerçek endüktör akımı ile sanal referans arasındaki fark ikinci hata değişkenini oluşturur. Kaynak bunu:

\[ i_L=\delta_2+i_{Lref} \qquad \text{(Denklem 14)} \]

biçiminde yazmaktadır; eşdeğer olarak \(\delta_2=i_L-i_{Lref}\)'tir.

Denklemler yerine konulup sadeleştirildiğinde birinci hata dinamiği:

\[ \dot{\delta}_1 =-\lambda_1\delta_1 -\frac{\delta_2}{C_1} -\lambda\eta \qquad \text{(Denklem 16)} \]

ve ilk Lyapunov fonksiyonunun türevi:

\[ \dot{f}_1 =-\lambda_1\delta_1^2 -\frac{\delta_1\delta_2}{C_1} \qquad \text{(Denklem 17)} \]

haline gelir. Birinci terim hata enerjisini azaltıcı yöndedir. İkinci çapraz terim ise \(\delta_1\) ile \(\delta_2\)'yi birbirine bağladığı için ikinci backstepping aşamasında ayrıca ele alınır.

İkinci hata dinamiğinin türetilmesi

İkinci hata değişkeninin türevi:

\[ \dot{\delta}_2 =\dot{i}_L-\dot{i}_{Lref} \qquad \text{(Denklem 18)} \]

olarak yazılır. Kaynak, \(i_{Lref}\)'in türevini şu biçimde vermektedir:

\[ \dot{i}_{Lref} =C_1\left[ \lambda_1\left( -\lambda_1\delta_1 -\frac{\delta_2}{C_1} -\lambda\eta \right) +\frac{\dot{i}_{pv}}{C_1} -\ddot{V}_{ref} +\lambda(V_{pv}-V_{ref}) \right] \qquad \text{(Denklem 19)} \]

Bunun Denklem (18)'e yerleştirilmesinden sonra kaynakta:

\[ \dot{\delta}_2 = \dot{i}_L -C_1\left( -\lambda_1^2\delta_1 -\frac{\lambda_1\delta_2}{C_1} -\lambda\lambda_1\eta +\frac{\dot{i}_{pv}}{C_1} \right) +C_1\left( \ddot{V}_{ref}-\lambda_1\delta_1 \right) \qquad \text{(Denklem 20)} \]

ifadesi verilmektedir. Denklem (19)'un son terimindeki \(\lambda(V_{pv}-V_{ref})\) ile Denklem (20)'de görülen \(\lambda_1\delta_1\) notasyonu arasında kaynak içinde cebirsel açıdan dikkat gerektiren bir geçiş vardır. Burada formüller kaynakta basıldığı biçimde korunmuş, sessiz bir sembol değişikliği yapılmamıştır.

İkinci Lyapunov fonksiyonu ve global hata azaltımı

Kaynak ikinci hata değişkenini de kararlılık fonksiyonuna ekler:

\[ f_2=f_1+\frac{1}{2}\delta_2^2 \qquad \text{(Denklem 21)} \]

\[ \dot{f}_2 =\dot{f}_1+\delta_2\dot{\delta}_2 \qquad \text{(Denklem 22)} \]

Denklem (17)'nin kullanılmasıyla:

\[ \dot{f}_2 =-\lambda_1\delta_1^2 -\frac{\delta_1\delta_2}{C_1} +\delta_2\dot{\delta}_2 \]

\[ \dot{f}_2 =-\lambda_1\delta_1^2 +\delta_2\left( \dot{\delta}_2-\frac{\delta_1}{C_1} \right) \qquad \text{(Denklem 23)} \]

elde edilir. İkinci parantez de negatif sönümleyici biçime zorlanır:

\[ \dot{\delta}_2-\frac{\delta_1}{C_1} =-\lambda_2\delta_2 \qquad \text{(Denklem 24)} \]

\(\lambda_2\) de pozitif bir kazançtır. Bu seçimle amaç hem \(\delta_1\) hem de \(\delta_2\) hata değişkenlerinin sıfıra yaklaşmasını sağlayacak negatif Lyapunov türevi oluşturmaktır.

Boost dönüştürücünün nihai kontrol yasası

Kaynak, boost dönüştürücü dinamiğini ve önceki hata ilişkilerini birleştirerek önce:

\[ -\lambda_2\delta_2 = \frac{V_{pv}}{L} -\frac{V_{dc}}{L}(1-\alpha) -C_1\left( -\lambda_1^2\delta_1 -\frac{\lambda_1\delta_2}{C_1} -\lambda\lambda_1\eta +\frac{\dot{i}_{pv}}{C_1} \right) +C_1(\ddot{V}_{ref}-\lambda_1\delta_1) -\frac{\delta_1}{C_1} \qquad \text{(Denklem 25)} \]

ifadesini elde eder. Düzenleme sonrasında:

\[ \frac{V_{dc}}{L}(1-\alpha) = \lambda_2\delta_2 +\frac{V_{pv}}{L} +\lambda_1^2C_1\delta_1 +\lambda_1\delta_2 +\lambda\lambda_1C_1\eta +\dot{i}_{pv} +C_1\ddot{V}_{ref} -C_1\lambda_1\delta_1 -\frac{\delta_1}{C_1} \qquad \text{(Denklem 26)} \]

ve son olarak kontrol yasası:

\[ \alpha = 1-\frac{L}{V_{dc}} \left( \lambda_2\delta_2 +\frac{V_{pv}}{L} +\lambda_1^2C_1\delta_1 +\lambda_1\delta_2 +\lambda\lambda_1C_1\eta +\dot{i}_{pv} +C_1\ddot{V}_{ref} -C_1\lambda_1\delta_1 -\frac{\delta_1}{C_1} \right) \qquad \text{(Denklem 27)} \]

olarak yazılır.

Formülün hesapladığı büyüklük: \(\alpha\), boost dönüştürücünün ana kontrol değişkenidir.

Kontrol mantığı: \(\alpha\), yalnız anlık PV gerilim hatasına değil; gerilim hatasının integraline, endüktör akımı referans hatasına, PV akım değişimine, referans gerilimin türevlerine ve pozitif Lyapunov kazançlarına bağlıdır.

Kararlılık rolü: Denetleyici yalnız maksimum güç noktası arama sezgisine dayanmamaktadır. IBC kısmı, hata dinamiklerinin Lyapunov fonksiyonları üzerinden negatif yönde ilerlemesini hedefleyen doğrusal olmayan kontrol tasarımıdır.

Kazanç seçimi: Kaynak, \(\lambda\), \(\lambda_1\) ve \(\lambda_2\) kazançlarının önce Lyapunov kararlılık koşullarını karşılayan küçük pozitif değerlerden başlatıldığını, daha sonra hızlı dinamik yanıt, düşük aşım ve küçük kararlı durum salınımına ulaşıncaya kadar artırıldığını belirtmektedir.

Kontrol zinciri adım adım

1. PV dizisinin \(V_{pv}\) gerilimi ve \(i_{pv}\) akımı ölçülür.
2. PV gücü ve ardışık değişimler kullanılarak AVIC çalışma noktasının MPP'ye göre konumunu değerlendirir.
3. AVIC değişken adım büyüklüğüyle \(V_{ref}\) gerilim referansını üretir.
4. IBC \(V_{pv}-V_{ref}\) hatasını \(\delta_1\) olarak oluşturur.
5. Integral terim \(\eta\), kalıcı hata bilgisini biriktirir.
6. Birinci backstepping aşaması sanal \(i_{Lref}\) endüktör akımını belirler.
7. Gerçek \(i_L\) ile \(i_{Lref}\) farkından \(\delta_2\) oluşturulur.
8. İkinci Lyapunov aşaması \(\delta_1\) ve \(\delta_2\)'nin birlikte azaltılmasına yönelik koşulu kurar.
9. Son kontrol yasası \(\alpha\) hesaplanarak boost dönüştürücünün PWM kontrolüne uygulanır.
10. PV çalışma gerilimi yeni \(V_{ref}\)'e taşındıkça döngü yeni ölçümlerle tekrarlanır.

Çalışmanın Yöntemi ve Bulguları

Test edilen GTPVS'nin temel parametreleri

Kaynak, kontrol kazançlarının fiziksel birimlerini ayrıca vermemektedir; bu nedenle tabloda kaynakta raporlanan sayısal değerler değiştirilmeksizin korunmuştur.

Senaryo 1: hızlı ışınım değişimleri

İlk testte sıcaklık 25 °C'de sabit tutulurken ışınım seviyesi hızlı basamaklarla değiştirilmiştir. Amaç denetleyicilerin maksimum güç noktasındaki ani değişimlere nasıl tepki verdiğini değerlendirmektir.

Kaynak, AVIC-IBC'nin PV gerilimi ve akımındaki geçici rejimi yaklaşık 0,02 s içinde bastırdığını; BC'nin yaklaşık 0,1 s'lik daha uzun bir geçiş gösterdiğini ve INC ile P&O'nun daha yüksek salınımlar oluşturduğunu bildirmektedir. Önerilen yöntem için şebekeye verilen aktif gücün yaklaşık 0,06 s içinde yanıt verdiği, DC bara geriliminin başlangıçta yaklaşık 0,06 s ve sonraki değişimlerde yaklaşık 0,02 s içinde yeniden kararlı duruma geldiği aktarılmaktadır.

Senaryo 2: gerçek günlük ışınım profili

İkinci senaryonun ışınım verisi sentetik değildir. Ölçüm, Fas'ın El Jadida kentinde Chouaib Doukkali University Faculty of Sciences araştırma binasının çatısına kurulan SEM228A güneş ışınım sensörü ile gerçekleştirilmiştir. Kaynak konumu yaklaşık 33,23° N, 8,50° W olarak vermektedir.

Ölçülen günlük profil sabah erken saatlerde yaklaşık 0 W/m²'den başlamakta, saat 12:30 civarında yaklaşık 1040 W/m² tepe değerine ulaşmakta ve daha sonra gün sonuna doğru azalmaktadır. Bu testin bilimsel değeri, MPPT'nin yalnız ideal basamak sinyallerine değil, gerçek atmosferik dalgalanmalar içeren bir ışınım dizisine karşı da değerlendirilmesidir.

Kaynak grafiklerinde AVIC-IBC'nin PV gerilimi ve akımı boyunca düşük salınımla MPP'yi izlemesi, aktif gücün referansı takip etmesi ve \(V_{dc}\) barasının gün boyunca daha kararlı tutulması raporlanmaktadır. Bu gerçek ışınım profili aynı zamanda THD değerlendirmesinde kullanılan senaryodur.

Senaryo 3: ışınım ve sıcaklık değişimi ile şebeke arızası

Üçüncü senaryoda hem ışınım hem sıcaklık değiştirilmiş ve buna ek olarak t = 1 s anında başlayan 250 ms süreli bir şebeke arızası uygulanmıştır. Böylece denetleyici yalnız PV tarafındaki çevresel değişime değil, AC şebeke tarafındaki bozucu olaya karşı da sınanmıştır.

Kaynak, AVIC-IBC'nin PV gerilimi ve akımında yaklaşık 0,02 s'lik hızlı adaptasyon gösterdiğini ve P&O, INC ve BC'ye kıyasla daha küçük salınımlar oluşturduğunu bildirmektedir. Şebeke arızası sırasında PV'den çekilen enerjinin bir bölümünün DC bara kapasitörü tarafından soğurulduğu, arıza sonrasında aktif güç ve DC bara geriliminin yeniden referans seviyesine taşındığı ifade edilmektedir.

Senaryo 4: kısmi gölgelenme

Dördüncü senaryoda 123 kW'lık PV jeneratörü üç ayrı 41 kW bölgeye ayrılmış ve bölgeler farklı ışınım seviyelerine maruz bırakılmıştır. Sıcaklık 25 °C'de sabit tutulmuştur. Bu düzen bina gölgesi, bulut hareketi veya diğer bölgesel gölgelenme etkilerinin oluşturabileceği düzgün olmayan ışınım koşullarını temsil etmektedir.

Kaynakta önerilen yöntemin her PSC geçişinde yaklaşık 0,02 s içinde yeni çalışma noktasına ulaştığı, gerilim ve akımda düşük salınım gösterdiği aktarılmaktadır. Aktif güç ve DC bara gerilimi açısından yaklaşık 0,07 s'lik hızlı kararlılık bildirilirken P&O ve INC yöntemlerinde daha belirgin sürekli salınımlar görülmektedir.

Dört senaryodaki kaynak Şekil 14 verileri

Şekil 14'ün doğrudan değerleri, önerilen yöntemin dört senaryoda da yaklaşık %99,4'ün üzerinde MPPT verimi ve yaklaşık 0,02 s civarında takip süresi verdiğini göstermektedir. Kaynak metni önerilen yöntemin ortalama MPPT izleme performansını %99,57 ve ortalama güç kaybını %1,88 olarak raporlamaktadır.

Kaynak içinde önemli bir metin-grafik tutarsızlığı vardır: sonuç bölümünde INC ve P&O için sırasıyla 0,5 s ve 0,44 s ifadeleri kullanılırken Şekil 14c'deki dört senaryo değerleri 0,059–0,165 s aralığında görünmektedir. Aynı biçimde metinde P&O ve INC için %11,67 ve %11,50 ortalama güç kayıpları bu sırayla yazılmışken, Şekil 14b çubuklarının basit dağılımı INC'nin daha yüksek, P&O'nun daha düşük ortalamaya sahip olduğunu göstermektedir. Bu nedenle Verianla tablosunda doğrudan Şekil 14 üzerindeki değerler korunmuş ve çelişki gizlenmemiştir.

MPPT izleme verimi nasıl hesaplanıyor?

Kaynak MPPT izleme verimini şu integral oranıyla tanımlamaktadır:

\[ \eta= \frac{\int_0^t P_{pv}\,dt} {\int_0^t P_{setpoint}\,dt} \qquad \text{(Denklem 28)} \]

\(P_{pv}\), denetleyicinin PV dizisinden gerçekten çekebildiği güç; \(P_{setpoint}\) ise aynı zaman aralığında ideal maksimum güç referansıdır. Pay, gerçek toplanan PV enerjisini; payda ise teorik/referans olarak erişilebilir enerjiyi temsil eder. Bu nedenle oran 1'e veya %100'e yaklaştıkça gerçek güç eğrisinin ideal MPP güç eğrisini daha yakından takip ettiği anlaşılır.

Bu metrik yalnız tek bir andaki güç hatasını değil, belirlenen zaman penceresi boyunca biriken enerji farkını değerlendirir. Dolayısıyla kısa süreli geçiş salınımları, uzun süreli kararlı durum sapmaları ve yeni çalışma noktasına ulaşma hızı toplam verime birlikte yansıyabilir.

Literatürdeki diğer yöntemlerle kaynak karşılaştırması

Bu tablo farklı yayınlardan alınan yöntemleri bir araya getirdiği için bütün satırların aynı PV dizisi, aynı ışınım profili, aynı işlemci veya aynı deney protokolü altında ölçüldüğü anlamına gelmez. Dolayısıyla tablo, literatürde raporlanan performansların bağlamsal karşılaştırmasıdır; kontrollü tek bir ortak benchmark deneyinin sonucu değildir.

Akım toplam harmonik bozulması

Gerçek ışınım profilinin kullanıldığı ikinci senaryoda kaynak, AVIC-IBC ile şebeke akımı için %0,69 THD bildirmektedir. Makale bu değerin IEEE 519-2014 kapsamında dağıtım seviyesinde verilen %5 akım THD sınırının altında olduğunu belirtmektedir.

Processor-in-the-Loop Doğrulaması Tam Donanım Deneyi midir?

Hayır. Processor-in-the-Loop doğrulamasında denetleyici algoritması gerçek hedef mikroişlemcide gerçek zamanlı olarak yürütülür; ancak kontrol edilen PV dizisi, güç dönüştürücüsü ve şebekenin tamamı fiziksel test tezgâhı olmak zorunda değildir. Bu çalışmada eZdsp TMS320F28335 gerçek işlemci olarak kullanılmış, MATLAB/Simulink modeliyle aynı 10 µs örnekleme süresinde karşılaştırma yapılmıştır. Bu, gömülü kodun sayısal doğruluğunu ve gerçek zamanlı yürütülebilirliğini sınar; yazarların da belirttiği gibi tam fiziksel donanım deneyinin yerini tamamen almaz.

PIL doğrulama zinciri

MIL ve PIL sonuçlarının uyuşması

Kaynak, senaryo 1 ve senaryo 2 için Model-in-the-Loop (MIL) ve Processor-in-the-Loop (PIL) sonuçlarını PV gücü üzerinden karşılaştırmıştır. Her iki doğrulamada da örnekleme süresi 10 µs tutulmuştur.

Bu düşük sapma değerleri, kaynak tarafından Simulink/MIL ve hedef işlemcide yürütülen PIL sonuçları arasında yüksek uyum olarak yorumlanmaktadır. Kaynak ayrıca AVIC'nin temel aritmetik işlemlerden ve IBC'nin sınırlı cebirsel işlemlerden oluşması nedeniyle denetleyicinin hesaplama karmaşıklığının düşük olduğunu ve bir kontrol çevriminin toplam yürütme süresinin 10 µs örnekleme süresinin altında kaldığını bildirmektedir.

Çalışmanın desteklediği sonuçlar

• Kaynakta test edilen 123 kW GTPVS modeli ve dört senaryo altında AVIC-IBC, INC, P&O ve BC'ye kıyasla daha yüksek MPPT verimi ve daha düşük salınım göstermektedir.
• AVIC'nin değişken adım mekanizması hızlı yakınsama ile düşük kararlı durum salınımı arasındaki sabit-adım ödünleşimini azaltmak için tasarlanmıştır.
• IBC'nin integral ve Lyapunov tabanlı yapısı PV gerilim referansı izleme hatasını ve endüktör akımı hata dinamiğini birlikte kontrol etmeyi amaçlamaktadır.
• Gerçek El Jadida ışınım profili kullanıldığında da kaynakta düşük salınım ve yüksek MPP izleme başarımı raporlanmıştır.
• Kısmi gölgelenme ve 250 ms'lik şebeke arızası senaryolarında önerilen yöntemin kaynak grafiklerinde hızlı yeniden yakınsama görülmektedir.
• Senaryo 2'de şebeke akımı THD'si kaynak tarafından %0,69 olarak raporlanmıştır.
• AVIC-IBC kodu eZdsp TMS320F28335 işlemcisinde 10 µs örnekleme döngüsü içinde PIL olarak çalıştırılmıştır.
• MIL ve PIL arasında kaynakta raporlanan MAD ve MAPD değerleri küçüktür.

Çalışmanın desteklemediği genellemeler

• Çalışma, AVIC-IBC'nin tüm PV sistemlerinde ve bütün donanım platformlarında %99,57 verim vereceğini kanıtlamaz.
• PIL doğrulaması tam ölçekli fiziksel PV santrali veya gerçek güç elektroniği test tezgâhı deneyi değildir.
• Gerçek ışınım verisinin kullanılması, PV dizisinin ve şebekenin tümünün sahada fiziksel olarak test edildiği anlamına gelmez.
• Literatür Tablo 3'teki farklı yöntemlerin performansları ortak tek bir deney protokolünden elde edilmemiştir.
• Çalışma uzun dönem bileşen yaşlanmasını, ölçüm gürültüsünü ve uzun dönem sıcaklık etkilerini deneysel olarak çözmüş değildir.
• Kaynak, gerçek tam donanım test tezgâhı doğrulamasının gelecekte yapılması gerektiğini açıkça belirtmektedir.

Ana sınırlılıklar ve gelecek çalışma

Çalışmanın en önemli doğrulama sınırı, denetleyicinin gerçek işlemcide çalıştırılmış olmasına rağmen bütün PV güç zincirinin gerçek fiziksel donanım üzerinde sınanmamış olmasıdır. PIL, gömülü denetim kodu ile simülasyon modeli arasındaki köprüyü kurar; güç yarıiletkenlerinin gerçek anahtarlama kayıpları, sensör toleransları, elektromanyetik parazit, gerçek dönüştürücü termal davranışı, gerçek şebeke empedans değişimleri ve uzun dönem donanım yaşlanması gibi etkilerin tamamını tek başına doğrulamaz.

Yazarlar gelecek çalışmada bileşen yaşlanması, uzun dönem sıcaklık değişimleri ve ölçüm gürültüsünün incelenmesini önermektedir. Ayrıca eZdsp TMS320F28335 tabanlı gerçek bir test tezgâhında tam donanım deneyinin sonuçları doğrulaması gerektiğini belirtmektedirler.

Kaynak ve Yöntem Notu

Özgün çalışma: Processor-in-the-Loop Validation of an Advanced Hybrid MPPT Controller for Sustainable Grid-Tied Photovoltaic Systems Under Real Climatic Conditions

Yazarlar: Oumaima Echab; Noureddine Ech-Cherki; Omaima El Alani; Tourıa Gueddouch; Abdellatif Obbadi; Youssef Errami; Smail Sahnoun.

Corresponding author: Youssef Errami.

Afiliasyon: Laboratory Electronics, Instrumentation and Energy (LEIE), Faculty of Science, Chouaib Doukkali University, El Jadida 24000, Morocco.

Dergi: Sustainability.

Yayıncı: MDPI, Basel, Switzerland.

Cilt / sayı / makale numarası: Volume 18, Issue 2, Article 655.

DOI: 10.3390/su18020655.

Gönderim tarihi: 27 Kasım 2025.

Revizyon tarihi: 29 Aralık 2025.

Kabul tarihi: 5 Ocak 2026.

Yayın tarihi: 8 Ocak 2026.

Kaynak türü: Araştırma makalesi. Çalışma yeni bir MPPT kontrol yöntemi önermekte; MATLAB/Simulink simülasyonu, gerçek ölçülmüş ışınım profili ve Processor-in-the-Loop gömülü işlemci doğrulamasını birlikte kullanmaktadır.

Hakemlik: Sustainability dergisinde yayımlanmış hakemli araştırma makalesidir.

Lisans: Creative Commons Attribution 4.0 International (CC BY 4.0).

Resmî bağlantı: https://doi.org/10.3390/su18020655

Finansman: Yazarlar araştırmanın dış finansman almadığını bildirmiştir.

Veri erişilebilirliği: Yazarlar çalışmanın bulgularını destekleyen verilerin makale içinde bulunduğunu belirtmektedir.

Çıkar çatışması: Yazarlar çıkar çatışması olmadığını bildirmiştir.

Etik kurul / bilgilendirilmiş onam: Uygulanabilir değildir.

Yazar katkıları: Kaynakta kavramsallaştırma, yöntem ve yazılım ağırlıklı olarak Oumaima Echab'a; doğrulama, formal analiz, araştırma, görselleştirme, gözetim ve proje yönetimi görevleri ekip üyeleri arasında dağıtılmıştır. Smail Sahnoun finansman edinimi katkısıyla da belirtilmiştir. Bütün yazarların yayımlanan sürümü okuyup onayladığı bildirilmiştir.

Bilimsel doğrulama sınırı: Çalışma tam fiziksel PV güç zinciri deneyinden ziyade MATLAB/Simulink + gerçek ışınım verisi + gerçek hedef işlemcide PIL doğrulamasıdır. Yazarlar tam donanım test tezgâhının gelecekte gerekli olduğunu açıkça belirtmektedir.

Kaynak içi denklem notu: Denklem (1)'in \(V_{dc}\) türevi satırında kaynak \(C_1\) kullanırken, metin \(C_2\)'yi çıkış kapasitörü olarak tanımlamakta ve Denklem (2)'de \(V_{dc}\) dinamiğinde \(C_2\) kullanılmaktadır. Ayrıca Denklem (19)–(20) geçişindeki \(\lambda\) ve \(\lambda_1\) terimleri cebirsel açıdan dikkat gerektiren bir kaynak notasyonu oluşturmaktadır. Verianla metni bu ifadeleri kaynak sahibinin yerine sessizce düzeltmemiştir.

Kaynak içi performans notu: Sonuç bölümünde INC ve P&O için verilen 0,5 s ve 0,44 s takip süreleri, Şekil 14c'deki senaryo bazlı değerlerle uyuşmamaktadır. Benzer biçimde ortalama güç kaybı paragrafındaki INC/P&O ataması Şekil 14b çubuklarıyla ters görünmektedir. Bu nedenle bu Verianla makalesinde kesin senaryo değerleri doğrudan Şekil 14'ten aktarılmış, kaynak içi çelişki ayrıca belirtilmiştir.